Сегодня мы рассмотрим: Настоящие ценители музыки знают, что для качественного...
Аналоговые (АЦП) входы контроллера. Не каждому и не сразу понятно, что это такое и с чем его едят. Потому попытаюсь объяснить своими словами.
Вообще, что такое "аналоговый" вход? У контроллера два типа входов: цифровой и аналоговый. Цифровой может принимать только два значения: ноль и единица. Ноль - нет напряжения, единица - есть напряжение. Информация передается на цифровой вход импульсами во времени. А вот аналоговый вход способен принимать не только эти два значения, но вообще любое напряжение.
У контроллера NM8036 имеются два аналоговых входа (см. ). На каждый из этих входов может быть подано любое напряжение в пределах от 0 до напряжения питания (5 в). Например, 1,8 вольта, или 3,2 вольта... Короче, любое, но не более 5 вольт.
Что с этим напряжением делает контроллер? Очень просто: измеряет и представляет его в цифровом виде. Причем, делает он это в пределах от 0 до 1023. Это бинарные данные (bin-data), в которых верхний предел (1023) приравнивается к напряжению в 5 вольт. Это и есть Аналого-Цифровое Преобразование (АЦП).
Но фактическое напряжение - оно и есть фактическое. 5 вольт - они и есть 5 вольт. Это значение рассматривается здесь, как "Вольты". И правильно, вольты и есть.
Но здесь можно представить это напряжение и в других физических величинах (Физика). Например, подключили мы ко входу датчик давления или влажности, или тоже датчик температуры, но не цифровой, как DS1820, а терморезисторный. Этот терморезисторный датчик выдаст нам напряжение от 0 до 5 вольт (электронщики, не возбуждайтесь! Это лишь для примера.), но ведь нам важно знать температуру, а не напряжение!
Вот мы и калибруем эти значения. Нижний предел в настройках (см. Управление отоплением частного дома. Advanced Manager.) установим, например, в 16 градусов, а верхний - в 30 градусов. Вот такой вот у нас датчик, видите ли, подключен. А количество знаков после запятой поставим 2. И префикс укажем: С (то бишь, градусов цельсия).
И что мы при этом получим? А получим то, что когда датчик пришлет на вход напряжение, например, в 2,5 вольта, контроллер быстренько все пересчитает и выдаст нам три варианта результатов: 512 (bin-data), 2,5в (Вольты) и 23.00 С (градусов цельсия). Вот таким образом можно настроить работу практически с любым датчиком, выдающим на своем выходе аналоговое значение напряжения.
Существование двух аналоговых входов у контроллера - это ведь не только возможность подключения вышеперечисленных датчиков. Можно придумать немало схем, которые могут оказаться очень даже полезными для разных целей в частном доме. Перечислю навскидку возможные из них.
Простой выключатель на 2 положения. Может иметь на выходе Data либо 0 вольт, либо 5 вольт. Подключается тремя проводами: Vcc (+5в), Data (данные) и Gnd (общий провод). Таким выключателем можно устанавливать два разных режима работы нагрузок при программировании системы.
Переключатель на большее количество положений может обеспечить возможность программирования и большего количества режимов. Вот, скажем, на 3 положения. Каждое положение имеет свое напряжение на выходе. Самое нижнее положение - на выходе 1,25 в, среднее 2,5 в и верхнее 3.75 в. Увеличивая количество резистров в цепочке, можно увеличивать и количество положений переключателя.
Это были варианты ступенчатой регулировки, но ведь есть и вариант плавного регулирования. Здесь величина выходного напряжения зависит от положения движка переменного резистора. Можно применить, например, для ручной регулировки температуры. Сделать программу так, чтобы она поддерживала температуру в помещении такой, какая задана регулятором. Автоматическая регулировка - это одно, но нередко хочется где-то что-то повернуть, щелкнуть, чтобы было потеплее, или, наоборот, попрохладнее. Человек ведь существо привередливое.
Или применить такую схему для контроля, скажем, за уровнем воды в емкости, в колодце... Это несложно: поплавок на нитке, намотанной на ручку переменного резистора. Подпружиненной, естественно. Но это так, навскидку, без детальной проработки.
Если же продолжать фантазировать, то можно еще измерять уровень освещенности и в нужное время включать/отключать лампу... Короче, возможностей у этих аналоговых входов масса, NM8036 вполне может осилить немало задач не только в управлении отоплением частного дома, но и для решения многих других задач. О возможностях программирования поговорим в следующих статьях.
Кстати, по поводу регулировки температуры в помещении есть очень даже неплохое решение, взятое мною из . В ответ на чей-то вопрос автор сообщения Brokly (он же автор Advanced Manager) привел пример применения аналогового входа. Привожу дословно:
Вы бы еще сложнее че нить придумали. Поставьте контактный настенный термостат, подключите к аналоговому входу, и пусть алкаши сами его крутят. И уборщицу освободите, и пъяным забава. Да и контроллеру меньше работы, сработал термостат - можно не греть.
Как тебе такое, Мастер? А мне, знаешь, понравилось.
Продолжение следует...
Номенклатура аналого-цифровых преобразователей существенно больше, чем ЦАП. Однако все разнообразие их типов можно свести к трем разновидностям: это АЦП параллельного действия, АЦП последовательного приближения и интегрирующие АЦП. Рассмотрим их по порядку.
АЦП параллельного действия
АЦП параллельного действия- это зеркально отраженный простейший ЦАП на основе дешифратора, описанный в предыдущем разделе. В таких АЦП имеется делитель из к одинаковых резисторов, к каждой ступени которого подключен компаратор, сравнивающий напряжение на делителе с входным сигналом. Выходы компараторов образуют равномерный код, вроде того, что используется для управления шкальными индикаторами в описанном ранее простейшем ЦАП. Эти выходы подключены к шифратору с к входами, который преобразует этот код в двоичный с числом разрядов «, равным оё2{к).
Трудности на этом пути уже описывались: схема получается крайне громоздкая, для «-разрядного кода требуется к =2" резисторов и компараторов, причем резисторов точно согласованных между собой, и компараторов также с как можно более идентичными характеристиками. Поэтому такие АЦП с разрядностью, большей 8, почти и не выпускают. А зачем их делают вообще? По одной простой причине - этот тип АЦП является самым быстродействующим из всех, преобразование происходит фактически мгновенно и лимитируется только быстродействием применяемых компараторов и логики. Фактическое быстродействие АЦП Tai^ro типа может составлять десятки и сотни мегагерц (наиболее экстремальные типы, как МАХ 108, допускают частоты до единиц гигагерц). Все остальные типы АЦП, как мы увидим, работают значительно медленнее.
АЦП последовательного приближения
АЦП последовательного приближения мы рассмотрим чуть подробнее - ввиду их практической важности. Хотя самим в настоящее время такие АЦП строить также не приходится, но для успешного использования их в интегральном исполнении следует хорошо понимать, как они работают. Именно такого типа АЦП обычно встроены в микроконтроллеры (см. главы 19 и 20).
Главная деталь АЦП последовательного приближения - ЦАП нужной разрядности (именно поэтому мы рассматривали ЦАП раньше, чем АЦП). На его цифровые входы подается код по определенному правилу, о котором далее. Выход ЦАП соединяется с одним из входов компаратора, на другой вход которого подается преобразуемое напряжение. Результат сравнения подается на схему управления, которая связана с регистром - формирователем кодов.
Есть несколько вариантов реализации процедуры преобразования. Самый простой выглядит следующим образом: сначала все разряды кода равны нулю. В первом такте самый старший разряд устанавливается в единицу. Если выход ЦАП при этом превысил входное напряжение, то есть компаратор перебросился в противоположное состояние, то разряд возвращается в состояние логического нуля, в противном же случае он остается в состоянии логической единицы. В следующем такте процедуру повторяют для следующего по старшинству разряда. Такой метод позволяет за число тактов, равное числу разрядов, сформировать в регистре код, соответствующий входному напряжению. Способ довольно экономичен в смысле временных затрат, однако имеет один существенный недостаток - если за время преобразования входное напряжение меняется, то схема может ошибаться, причем иногда вплоть до полного сбоя. Поэтому в такой схеме обязательно приходится ставить на входе устройство выборки-хранения, о котором далее. .
В другой модификации этой же схемы для формирования кодов используется реверсивный счетчик, подобный 561ИЕ11, с нужным числом разрядов. Выход компаратора попросту подключают к выводу переключения направления счета. Изначально счетчик сбрасывают в нули во всех разрядах, после чего подают на него тактовые импульсы. Как только счетчик досчитает до соответствующего значения кода, и выход ЦАП превысит входное напряжение, компаратор переключает направление счета, и счетчик отрабатывает назад. После окончания этого периода установления, если напряжение на входе не меняется, величина кода все время колеблется в пределах младшего разряда. Здесь выбросы не так страшны, но большое время установления и неизвестное заранее время реакции на быстрые изменения входного сигнала являются недостатком такого АЦП, получившего название «следящего».
Теперь об устройствах выборки-хранения (УВХ). В простейшем случае это все тот же аналоговый электронный ключ, на вход которого подается измеряемый сигнал, а на выходе стоит конденсатор. До начала измерения ключ открыт, и напряжение на конденсаторе повторяет входное напряжение со всеми его изменениями. В момент начала измерения ключ запирается, и в дальнейшем в качестве измеряемого фигурирует уже напряжение, запасенное на конденсаторе, а изменения на входе на измерительную схему не влияют.
Все, казалось бы, просто, но наличие УВХ, прежде всего, достаточно сильно замедляет процесс, так как ключ имеет конечное сопротивление и вместе с конденсатором образует ФНЧ, который требует времени для установления нового значения напряжения и может искажать форму сигнала. Кроме того, как бы ни было великб входное сопротивление компаратора, оно конечно, да и ключ также имеет не бесконечно большое сопротивление в закрытом состоянии. Иногда в схеме присутствует и элемент для принудительного сброса конденсатора (обнуления его), наконец, конденсатор также имеет собственные утечки- все это вынуждает увеличивать емкость конденсатора и еще больше снижать быстродействие схемы. В интегральных АЦП подобного рода нередко даже предоставляется выбор между точностью и быстродействием.
Кроме выборки-хранения, в АЦП последовательного приближения требуется также время на вывод данных и подготовку к следующему циклу измерения. Все указанные причины приводят к тому, что наиболее распространенные 10-12-разрядные АЦП последовательного приближения имеют реальное быстродействие не выше 50-200 кГц. Как пример достаточно продвинутой модели приведем МАХ 1132, который имеет разрешение 16 бит при частоте выборок 200 кГц. Тем не менее, АЦП последовательного приближения очень распространены и применяются там, где требуется средняя точность при достаточно высоком быстродействии.
Интегрирующие АЦП
Наиболее точными и одновременно самыми медленными являются интегрирующие АЦП. Их мы разберем наиболее подробно, потому что, во-первых, они могут» быть достаточно просты схемотехнически, и иногда даже целесообразно самому соорудить такой узел схемы на дискретных элементах, чем подбирать подходящий чип, и во-вторых, этот тип АЦП наиболее часто применяется в радиолюбительской практике (если не считать встроенных в микроконтроллеры АЦП последовательного приближения). Далее в этой главе мы сконструируем на основе готового АЦП такого типа цифровой термометр с достаточно хорошими характеристиками.
Разных типов интегрирующих АЦП вообще-то не меньше десятка, но здесь мы подробно рассмотрим только три разновидности. Кстати, интегрирующие АЦП являются примером того, что цифровая техника вовсе не всегда достигает наивысшей точности в сравнении с аналоговой - центральным узлом этих, как мы уже сказали, наиболее точных преобразователей, является чисто аналоговый интегратор на ОУ.
Схема самого простого интегрирующего АЦП показана на рис. 17.4. Это так называемый АЩ1 с однократным интегрированием. В начале преобразования на вход С динамического D-триггера поступает положительный фронт, который устанавливает выход Q в состояние логической единицы. Она является разрешающим уровнем для элемента «И-НЕ», и на вход счетчика поступают импульсы. Одновременно через выход Q запирается транзистор VT1. Конденсатор начинает заряжаться от источника стабильного тока. При равенстве значения входного измеряемого напряжения и напряжения на конденсаторе компаратор срабатывает и обнуляет триггер («ворота» на логическом элементе «И-НЕ» запираются, транзистор открывается и разряжает конденсатор, счетчик обнуляется). Количество импульсов, накопленных в счетчике к этому моменту, пропорционально входному напряжению.
Источник тока вместе с конденсатором в данном случае образуют так называемый ГЛИН- генератор линейно изменяющегося напряжения. Схему можно упростить, если вместо источника тока поставить простой резистор, питающийся от стабильного источника напряжения, но так как форма кривой нарастания напряжения при этом не линейная, а экспоненциальная (см. рис. 5.7 в главе 5), то приходится ограничиться небольшим диапазоном входных напряжений, где форма кривой еще близка к прямой линии. Однако на практике так часто и поступают, поэтому источник тока я подробно не рисовал.
Рис. 17.4. АЦП однократного интегрирования
Если все же задаться целью расширения входного диапазона вплоть до значений, близких к напряжению питания, то придется делать «нормальный» источник тока. Использование простого полевого транзистора, как мы делали в схеме лабораторного источника питания (рис. 9.11), не выход, так как он все же является достаточно грубым источником. С другой стороны, чем городить источник тока (например, по варианту, представленному на рис. 12.5, г), проще вообще построить ГЛИН по-иному, в виде обычного интегратора по рис. 12.5, б, только добавив к нему ключ для сброса по окончании преобразования.
Подробности
Для сброса можно использовать вместо полевого обычный маломощный /?-р-/?-транзистор, но диапазон входного напряжения будет тогда ограничен еще и снизу значением напряжения на коллекторе открытого транзистора (примерно 0,3 В). Поэтому при снижении питания до 5 В лучше для сброса использовать электронный ключ, вроде 561 КТЗ. При конструировании таких схем на микроконтроллерах (см. далее) для сброса конденсатора можно применить тот же вывод порта, который является входом компаратора, если его переключать на вход в рабочем цикле и на выход с нулевым уровнем для сброса.
У схемы по рис. 17.4 единственное достоинство- простота, и куча недостатков. При взгляде на нее непонятно, чего это я ранее распинался насчет выдающихся характеристик интегрирующих АЦП. Главным ее недостатком является то, что результат преобразования тут зависит от всего на свете - от стабильности источника тока и самого ГЛИН (и каждого его элемента в отдельности, в первую очередь - конденсатора), от стабильности порога компаратора, от неидеальности ключа для сброса и т. п. Еще хуже то, что схема в данном варианте срабатывает от мгновенного значения входного сигнала и потому весьма восприимчива к его дребезгу и вообще любым помехам. А если тактовая частота случайно окажется кратной частоте помехи (в первую очередь сетевой с частотой 50 Гц), то мы вообще можем получать каждый раз значения, весьма далекие от истины^. Поэтому такая схема годится лишь для измерения сигналов постоянного тока - для контроля напряжения батареек или чего-нибудь в этом роде (подобная схема, например, используется в компьютерном игровом порту для измерения положения привязанного к движку потенциометра управляющего рычага джойстика).
В то же время преобразование длится все равно достаточно долго, так как обычные значения тактовой частоты, при которых схема еще работает приемлемо, лежат в диапазоне максимум десятков килогерц (если, конечно, специально не использовать быстродействующие компараторы и логику), то есть для достижения разрешающей способности в восемь разрядов (больше все равно не выжмешь) частота отсчетов составит в лучшем случае 100 Гц, на практике же еще меньше. Может быть, использовать этот факт и измерять не мгновенное, а среднее значение сигнала за время преобразования?
Сделать это несложно - достаточно подать измеряемое напряжение на вход ГЛИН, а опорное - на компаратор. Тогда сигнал будет интегрироваться за время преобразования, причем интегрироваться очень точно, мы будем получать истинное среднее арифметическое значение сигнала за это время. Но легко увидеть, что сама функция преобразования при этом окажется обратной - то есть время заряда (и значение выходного кода на счетчике) окажется обратно пропорциональным значению входного напряжения. Это неудобно, так как сильно усложняет обработку результата. Можно использовать какой-нибудь хитрый метод деления частоты с использованием реверсивного счетчика,’ можно также попробовать инвертировать входной сигнал и затем сдвинуть его в положительную область, но все это приводит к усложнению схемы, причем неоправданному - сама по себе точность преобразования в любом случае не увеличится, избавляемся мы только от помехи.
По всем этим причинам АЦП с однократным интегрированием, несмотря на его простоту, в настоящее время не употреб1ляют вообще и даже не выпускают в виде специализированных микросхем. Единственная область, где можно было бы рекомендовать использовать такой метод - использование микропроцессоров, имеющих встроенный компаратор. В этом случае с помощью одного внешнего резистора и конденсатора можно получить простейший преобразователь аналогового сигнала в код. Но и эта рекомендация потеряла в настоящее время всякий смысл, так как доступны микроконтроллеры со встроенными «нормальными» АЦП, без всяких внешних элементов, причем мультиканальными, с гарантированной точностью, и разрешением до 10-ти и даже 12-ти разрядов, чего для большинства практических нужд более чем достаточно.
Пожалуй, рассказ об АЦП однократного интегрирования получился чересчур затянутым, но это оправданно, так как мы теперь знаем, к чему нам стремиться. И я предвкушаю изумление читателя, когда он узнает, как можно преодолеть чуть ли не все перечисленные выше недостатки, как говорится, одним махом, и притом не слишком усло>княя схему. Интегрирующие АЦП не получили бы такого распространения и заслуженной репутации «самых стабильных», если бы не это обстоятельство.
Рис. 17.5. Цикл работы АЦП двойного интегрирования: 1 -- идеальный случай; 2 -- при сдвиге порога компаратора; 3 - при изменении емкости конденсатора
Идея метода, который называется «двойным» или «двухстадийным» интегрированием, показана на рис. 17.5. Посмотрим сначала на график, обозначенный цифрой 1. В первую часть цикла работы за фиксированное время такта /2 – /] конденсатор интегратора заряжается током, который определяется входным (измеряемым) напряжением f/вх- Во второй части этот конденсатор разряжается точно известным током, определяющимся опорным напряжением Uon, до момента равенства напряжения нулю (/3). Чем больше входное напряжение, тем до большей величины зарядится конденсатор в первой части, и тем дольше он будет разряжаться во второй. Легко показать, что отношение интервала времени /3 ~ ^2 к известному времени такта /2 ~ Л будет равно отношению входного напряжения U^x к опорному Uon- Таким образом, измерив полученный интервал времени /3 ~ t2 обычным методом с помощью счетчика, как это сделано в схеме на рис. 17.4, мы получим на выходе код, пропорциональный входному напряжению.
На самом деле напряжение, до которого разряжается конденсатор, задается порогом компаратора и может в общем случае быть отличным от нуля на величину 5 за счет «гуляния» порога, например, при изменении температуры. Но так как в начале цикла измерения напряжение определялось тем же значением порога, то, как вы видите из графика 2 на рис. 17.5, в данном случае имеет значение только изменение порога за время преобразования. А оно даже в самых «неповоротливых» АЦП такого типа не превышает долей секунды, потому это изменение можно не принимать в расчет. На результате не скажется и изменение емкости конденсатора, так как при этом наклон прямой и заряда и разряда изменится в одинаковой степени (график 3).
В самых точных АЦП такого типа дополнительно проводят цикл «автокоррекции нуля», когда на вход подают нулевое напряжение и результат потом вычитают из значения кода, полученного в рабочем цикле. Мало того, здесь даже не требуется «кварцованная» частота, и всю схему можно заводить от любого RC-генератора при условии, что время такта /2А и частота заполнения «ворот» для подсчета длительности результирующего интервала /3 – /2 задаются от одного и того же генератора.
Но чудес не бывает - точность и стабильность преобразования здесь полностью определяются точностью и стабильностью значения Uon- От этого никуда не денешься, и, как мы говорили, это общее условие для всех без исключения конструкций АЦП и ЦАП. Между прочим, обратите внимание, что f/вх и Uon образуют в совокупности нечто вроде неинвертирующего и инвертирующего входа ОУ. Эта аналогия куда более полная, чем кажется, и, манипулируя этими величинами, можно выделывать с выходным кодом всякие штуки, в частности, подгонять масштаб преобразования к нужному диапазону. Другое облегчение, которое можно получить от этой связи, заключается в возможности проведения относительных измерений, когда входное и опорное напряжения получаются от одного источника и тем самым имеют одина^ ковую относительную погрешность (получается нечто вроде явления ослабления синфазного сигнала в ОУ).
Кстати, в интегрирующих АЦП такого рода для более полного подавления помех нужно делать первую часть цикла интегрирования именно кратным периоду помехи. Тогда в цикле укладывается целое число периодов помехи и она усредняется. Практически наибольшее влияние оказывает сетевая помеха частотой 50 Гц, поэтому частоту цикЛов стараются делать в круглых числах.
Простой вариант практической схемы АЦП двойного интегрирования (преобразователя напряжение-время, ПНВ) показан на рис. 17.6. Счетная часть на схеме не показана. Для понимания того, как работает схема, следует обратить внимание, что управляющий вход Y у ключей типа 590КН2 инверсный, то есть при низком уровне на управляющем входе ключ распахнут, а при высоком - заперт.
Рассмотрим диаграмму работы (рис. 17.6, справа). В момент отрицательного перепада на тактовом входе Т, RS-триггер устанавливается в единицу по выходу Q. Так как на входе Т в этот момент отрицательный уровень, ключ D1/1 открывается, остальные ключи заперты. Конденсатор подключается в обратную связь верхнего ОУ (DA1/1) и начинается цикл интегрирования входного напряжения (напряжение на конденсаторе возрастает по абсолютной величине, то есть на выходе DA1/1 падает, так как интегратор инвертирующий). В момент окончания отрицательного полупериода тактовой частоты ключ D1/1 запирается, а ключ D1/3 открывается, заряженный конденсатор оказывается подключенным в обратную связь второго ОУ (DA1/2). Начинается цикл интегрирования опорного напряжения (изменение напряжения на конденсаторе показано на диаграмме пунктирной линией). Так как обратная связь в первом ОУ теперь отсутствует, то он сработает, как компаратор - сначала на его выходе установится напряжение, равное отрицательному питанию (или близкое к нему), а в момент равенства напряжения на конденсаторе нулю выход резко устремится от отрицательного к положительному питанию (но его ограничит на уровне примерно +0,6 В включенный в обратную связь диод, который нужен для того, чтобы не затягивать переходной процесс). Положительный перепад передастся на обнуляющий вход RS-триггера и установит его выход Q в состояние логического нуля. При этом откроется ключ D1/2 и закоротит конденсатор, прерывая таким образом процесс интегрирования. На входе верхнего ОУ установится напряжение, равное нулю, а на выходе, вообще говоря (так как обратная связь по-прежнему отсутствует), оно станет неопределенным, и на диаграмме показано условно в виде нулевого уровня.
Рис. 17.6. Простой вариант АЦП двойного интефирования (ПНВ)
Это состояние длится до конца периода тактовой частоты, а с отрицательным перепадом на входе Т ключи D1/3 и D1/2 закроются, и все начнется сначала. На выходе схемы образуется положительный импульс напряжения, длительность которого /з – /2 пропорциональна входному напряжению, согласно соотношению, сформулированному ранее.
Схема рассчитана для получения разрешающей способности 12 разрядов или 4096 градаций. Стабильность схемы напрямую зависит от стабильности резисторов, поэтому их нужно выбирать с точностью не хуже 0,1%, в этом случае абсолютная точность может достигнуть 10 разрядов без дополнительной калибровки. Однако Uon тоже должно иметь не меньшую стабильность, поэтому для его получения следует использовать прецизионные источники опорного напряжения. В данном случае подойдет микросхема МАХ875, дающая на выходе 5 В с точностью 0,04%. Подробный анализ всех погрешностей этой схемы, в том числе температурных, занял бы слишком много места, поэтому рассмотрим еще только принцип выбора частоты преобразования и требования к элементам.
Максимальная частота отсчетов может быть подсчитана из следующих соображений. Так как мы имеем дело с КМОП, то максимальную частоту счетных импульсов примем равной 1 МГц. Нам требуется обеспечить 12 разрядов, то есть число импульсов за время «ворот» при максимально возможном входном напряжении, равном опорному, должно составить как минимум 4096 штук. Поделив 1 МГц на это число, мы получим частоту около 244 Гц, однако ее надо еще уменьшить вдвое, так как у нас в рабочем периоде должно быть два таких такта- прямого и обратного интегрирования. Итого получаем 122 Гц, что и есть максимальная частота при выбранной элементной базе. Исходя из этого выбраны величины сопротивлений и емкость конденсатора. При указанных на схеме их величинах, напряжение на выходе интегратора при входном напряжении 5 В достигнет примерно 9 В за время интегрирования, равное половине периода частоты 122 Гц.
Входное напряжение ограничено для данной схемы диапазоном от нуля до примерно 4,95 В. Напряжение выше этого значения расстроит работу схемы, потому что импульс обнуления за счет RC-цепочки все еще будет длиться, когда придет импульс установки. Импульс обнуления можно было бы сократить, например, за счет введения «корректной» дифференцирующей цепочки (по рис. 16.6, а), но к ограничению уровня входного напряжения ведет и другое обстоятельство - а именно конечное время разряда конденсатора через ключ при приведении схемы в исходное состояние. При использованных на схеме элементах и при условии достаточно полного разряда оно составит не менее 20-30 микросекунд (сопротивление ключа около 50 Ом), то есть до 1% от максимальной длительности, что и ограничивает время рабочего импульса и максимальное напряжение примерно на эту величину. Избавиться от этого можно только усложнением схемы и введением дополнительного интервала специально для обнуления - в серийных АЦП так и поступают.
О выборе элементов. При указанных частотах скорость нарастания сигнала на выходе верхнего по схеме ОУ, служащего компаратором, должна быть такой, чтобы сигнал изменялся от напряжения насыщения до нуля не более чем в пределах одного импульра счетной частоты, длящегося 1 мкс. То есть скорость нарастания должна быть не меньше 10 В/мкс, иначе мы получим ошибку за счет неточного определения момента окончания интегрирования (то же требование справедливо и для скорости срабатывания ключей). Второе требование к ОУ - для более точного интегрирования желателен достаточно малый входной ток смещения, не более нескольких наноампер. Он рассчитывается исходя из величины максимального тока интегрирования, в данном случае около 250 мкА, деленного на ту же величину в 12 разрядов, то есть 4096. Входной ток ОУ должен удовлетворять условию «много меньше», чем полученная величина около 60 нА.
Если принять во внимание допустимое напряжение питания (не менее 12 В), то не так уж и много ОУ удовлетворят указанным требованиям. Микросхема ОРА2132 (два ОРА132 в одном корпусе DIP-8) фирмы Texas Instruments представляет собой прецизионный ОУ с высоким быстродействием (полоса 8 МГц, скорость нарастания до 20 В/мкс), очень малым входным током смещения (50 пА) и высоким допустимым напряжением питания до ±18 В. Из классических отечественных ОУ в коридор требований с некоторой натугой влезет 544УД2 или некоторые ОУ серии 574. Впрочем, номенклатуру пригодных чипов можно значительно расширить, если снизить напряжение питания до ±5 В (при этом допустимый диапазон входного напряжения необязательно снизится, так как оно может превышать напряжение питания, просто манипулировать многими питаниями неудобно) и/или уменьшить частоту счета, например, до 100 кГц (частота отсчетов снизится до 12 Гц, а требования к быстродействию ОУ соответственно уйадут). Все это иллюстрирует сложности, которые приходится преодолевать разработчикам при проектировании подобных АЦП в интегральном исполнении, и объясняет, почему интегрирующие АЦП обычно работают так медленно - у большинства прецизионных АЦП частота отсчетов не превыщает величины несколько десятков или сотен герц.
Сконструированное нами АЦП относится к типу ПНВ- преобразователей напряжение-время. Ранее широко использовались ПНЧ- преобразователи напряжение-частота (в основном на основе микросхемы 555, см. главу 16), однако большинство их реализаций обладает тем же недостатком, что и однократный интегратор, то есть в них точность зависит от качества компонентов напрямую. Сейчас мы рассмотрим интегрирующий преобразователь, который также использует двойное интегрирование, но на выходе его получается не интервал времени, который еще нужно сосчитать, а число-импульсный код, то есть сразу число импульсов за определенный промежуток времени, пропорциональное входному напряжению. Это не частота, как можно бы подумать, точнее, не совсем частота.
АЦП такого типа (преобразователи напряжение-код, ПНК) называются еще дельта-сигма-преобразователями или АЦП с уравновешиванием заряда. Они широко распространены в интегральном исполнении, большинство наиболее высокоразрядных АЦП построены именно так. Я не буду рисовать подробную схему с указанием типов компонентов и разводкой выводов, потому что принципы подбора комплектующих сильно зависят от необходимой точности и разрешающей способности (разрядности), а самостоятельно строить такие схемы нет особого резона.
Рис. 17.7. Принцип работы АЦП с уравновешиванием заряда
Принципиальная схема работы ПНК показана на рис. 17.7. Работает она следующим образом. Как только напряжение на выходе интегратора DA1 становится меньше нуля, компаратор D1 переключается, и тактовые импульсы начинают поступать на вход счетчика и одновременно на ключ, коммутируя источник опорного тока к суммирующей точке интегратора. Входной ток Дх и опорный /оп имеют разные знаки и опорный больше по величине, поэтому с каждым тактовым импульсом напряжение на конденсаторе будет уменьшаться, а на выходе интегратора- стремиться к нулю. Как только оно опять сравняется с нулем, компаратор переключится, и тактовые импульсы перестанут поступать на счетчик и на ключ. Заряд, который сообщается интегратору за каждый тактовый импульс, строго одинаков, поэтому количество таких тактовых импульсов в единицу времени N, необходимых для уравновешивания заряда, сообщаемого источником входного напряжения, будет в точности пропорционально входному напряжению. Разумеется, токозадаю-щие резисторы в цепи входного и опорного напряжения вовсе не обязаны быть равны друг другу, но в любом случае число N будет пропорционально входному току и обратно пропорционально опорному, если соблюдается соотношение /оп ^ /вх. при их равенстве число импульсов N за секунду будет равно тактовой частоте. Манипулируя величиной Uon и номиналами резисторов, можно получать различный масштаб. Отметьте, что импульсы на входе счетчика, представляющие число N, могут быть неравномерно распределены во времени, и тем самым ПНК отличается от ПНЧ.
Здесь точность преобразования зависит практически только от стабильности /оп (Uon)- при условии, конечно, выбора остальных компонентов по быстродействию в соответствии с рекомендациями для АЦП двойного интегрирования. Автор этих строк строил схему подобного ПНК на самых что ни на есть рядовых элементах- ключах 590КН2, ОУ 544УД1 и КМОП 561-й серии, в качестве источника тока использовалась схема по типу рис. 12.5, г на ОУ 140УД20 и стабилитроне КС 170. Тем не менее, при тактовой частоте 2048 Гц (то есть разрешающей способности 11 разрядов при времени измерения 1 с), стабильность схемы составляла не хуже 3 единиц кода (0,15%) в диапазоне от -18 до +40 градусов! А если тщательно проработать вопрос стабильности и быстродействия элементов, то можно получить нечто вроде МАХ 1400- прецизионного 18-разрядного АЦП с быстродействием 4800 отсчетов в секунду.
Узкополосный случайный процесс
Литература: [Л.1], стр. 177-180 [Л.2], стр. 457-460 [Л.3], стр. 106-109 Случайный процесс, энергетический спектр которого сосредоточен в относительно узкой полосе частот вблизи некоторой частоты Приведем некоторые соотношения, характеризующие и ……..
Литература: [Л.2], с 141-142 (метод интеграла положения, метод интеграла Дюамеля) основывается на представлении входного сигнала цепи в виде суммы элементарных сигналов вида единичного скачка или очень короткого импульса (– функции)……..
Рассмотрим процесс образования электромагнитных волн на примере антенны симметричного или полуволнового вибратора, питаемого в середине от источника переменного напряжения UT. Процесс излучения электрического поля и изменение напряжения источника Ur (генератора)…….
Всем привет. Сегодня мы затронем серьезную тему под названием АЦП. Как всегда начну с характеристик АЦП, на примере, ATmega8. И так на борту имеется 6-канальный аналого-цифровой преобразователь(АЦП) который имеет 4 канала с 10-разрядной точностью и 2 канала с 8-разрядной точностью.
И так что-же значит «10-разрядной точностью». Это значит что измерение будет разбито на 2 10 частей, и для того что бы определить шаг измерения нужно поделить напряжение АЦП на 2 10 =1023(т.к. отсчет с 0), например, если измеряемое напряжение равно 2.56В, то наш шаг составит 2.56/1023=0,0025В. Далее нужно будет просто умножить шаг на значение регистра ADCH(старший бит) и ADCL(младший бит), где хранится результат преобразования.
Теперь подробнее:
Для управления АЦП нам нужно записать нужные числа в регистры управления АЦП под названиями ADMUX и ADCSRA(ADCSR)
ADMUX – регистр мультиплексора АЦП.
Биты 7:6 (REFS1:REFS0) - биты выбора опорного напряжения. Если мы будем менять эти биты во время преобразования, то изменения вступят в силу только после текущего преобразования. В качестве опорного напряжения может быть выбран AVcc (напряжение источника питания), AREF или внутренний источник опорного напряжения 2.56В.
Биты 7:6
REFS1:REFS0
00 AREF
01 AVcc, с внешним конденсатором на AREF
10 Резерв
11 Внутренний 2.56В источник, с внешним конденсатором на AREF
Бит 5 – ADLAR. Определяет как результат запишется в регистры
Биты 3:0 – MUX3:MUX0 – Биты выбора канала.
MUX3:0
0000 ADC0
0001 ADC1
0010 ADC2
0011 ADC3
0100 ADC4
0101 ADC5
0110 ADC6
0111 ADC7
Следующий регистр – ADCSRA где хранятся главные настройки АЦП
Бит 7 – ADEN. Разрешение АЦП.
0 – АЦП выключен
1 – АЦП включен
Бит 6 – ADSC. Запуск преобразования (в режиме однократного преобразования)
0 – преобразование завершено
1 – начать преобразование
Бит 5 – ADFR. Выбор режима работы АЦП
0 – режим однократного преобразования
1 – режим непрерывного преобразования
Бит 4 – ADIF. Флаг прерывания от АЦП. Бит устанавливается, когда преобразование закончено.
Бит 3 – ADIE. Разрешение прерывания от АЦП
0 – прерывание запрещено
1 – прерывание разрешено
Прерывание от АЦП генерируется (если разрешено) по завершении преобразования.
Биты 2:1 – ADPS2:ADPS0. Тактовая частота АЦП, а точнее делитель тактовой частоты МПС
ADPS2:0
000 2
001 2
010 4
011 8
100 16
101 32
110 64
111 128
Чем больше частота - тем быстрее преобразование, но больше погрешность.
Вот так происходит преобразование
Ну и в качестве примера сделаем вольтметр на 10В.
Расчетная часть будет выглядеть так:
Будем использовать старший байт ADCH поэтому количество измерений будет 2 8 =255. Опорное напряжение – внутренний источник на 2.56В. Далее рассчитываем шаг 2.56/255=1мВ. Для того что бы измерить наши 10В нужно поставить делитель напряжения, несложными расчетами подбираем наиболее правдоподобные резисторы на 56КОм и 15КОм, тогда наш коэффициент равен 4.73. Окончательная формула выглядит так
Значение в Вольтах = ADCH*0.01*4.73;
Имеется погрешность в одну десятую т.к. делитель подобран не идеально (если кто то захочет собрать схему можно поставить подстроечник). Только не забывайте ставить емкостно-индуктивный фильтр.
Теперь программная часть:
Как всегда создаем проект в кодвижине (CodeVision) удаляем все и пишем:
// с библиотеками всё понятно
#include
Дерзайте!
Хотите подробнее – читайте даташит, ну или бегите на форум.
АЦП — Аналого-цифровой преобразователь. Из названия можно догадаться, что на вход подается аналоговый сигнал, который преобразуется в число.
Первое о чем нужно сказать — АЦП микроконтроллера умеет измерять только напряжение. Чтобы произвести измерение других физических величин, их нужно вначале преобразовать в напряжение. Сигнал всегда измеряется относительно точки называемой опорное напряжение, эта же точка является максимумом который можно измерить. В качестве источника опорного напряжения (ИОН), рекомендуется выбирать высокостабильный источник напряжения, иначе все измерения будут плясать вместе с опорным.
Одной из важнейших характеристик является разрешающая способность, которая влияет на точность измерения. Весь диапазон измерения разбивается на части. Минимум ноль, максимум напряжение ИОН. Для 8 битного АЦП это 2^8=256 значений, для 10 битного 2^10=1024 значения. Таким образом, чем выше разрядность тем точнее можно измерять сигнал.
Допустим вы измеряете сигнал от 0 до 10В. Микроконтроллер используем Atmega8, с 10 битным АЦП. Это значит что диапазон 10В будет разделен на 1024 значений. 10В/1024=0,0097В — с таким шагом мы сможем измерять напряжение. Но учтите, что микроконтроллер будет считать, величину 0.0097, 0.0098, 0.0099… одинаковыми.
Тем не менее шаг в 0,01 это достаточно неплохо. Однако, есть несколько рекомендаций, без которых эта точность не будет соблюдена, например для измерения с точностью 10бит, частота на которой работает АЦП должна быть 50-200 кГц. Первое преобразование занимает 25 циклов и 13 циклов далее. Таким образом, при частоте 200кГц мы сможем максимум выжать
200 000/13 = 15 384 измерений.
В качестве источника опорного напряжения можно использовать внутренний источник и внешний. Напряжение внутреннего источника (2,3-2,7В) не рекомендуется использовать, по причине низкой стабильности. Внешний источник подключается к ножке AVCC или Aref, в зависимости от настроек программы.
При использовании АЦП ножка AVCC должна быть подключена. Напряжение AVCC не должно отличаться от напряжения питания микроконтроллера более чем на 0,3В. Как было сказано, максимальное измеряемое напряжение равно опорному напряжению(Vref), находится оно в диапазоне 2В-AVCC. Таким образом, микроконтроллер не может измерить более 5В.
Чтобы расширить диапазон измерения, нужно измерять сигнал через делитель напряжения. Например, максимальное измеряемое напряжение 10В, опорное напряжение 5В. Чтобы расширить диапазон измерения, нужно уменьшить измеряемый сигнал в 2 раза.
Формула для расчета делителя выглядит так:
U вых = U вх R 2 /(R 1 + R 2)
Подставим наши значения в формулу:
5 = 10*R2/(R1+R2)
т.е. можно взять любые два одинаковых резистора и подключить их по схеме
Следовательно, когда мы измеряем напряжение через делитель, нужно полученное значение АЦП умножить на коэффициент=Uвых/Uвх.
Полная формула вычисления измеряемого напряжения будет выглядеть так:
U=(опорное напряжение*значение АЦП*коэффициент делителя)/число разрядов АЦП
Пример: опорное 5В, измеренное значение АЦП = 512, коэффициент делителя =2, АЦП 10разрядный.
(5*512*2)/1024=5В — реальное измеренное значение напряжения.
Некоторые программисты пишут программу так, чтобы микроконтроллер автоматически вычислял коэффициент делителя, для этого выходной сигнал измеряют образцовым прибором и заносят это значение в программу. Микроконтроллер сам соотносит истинное напряжение каждому значению АЦП, сам процесс однократный и носит название калибровки.
Перейдем к программной реализации. Создаем проект с указанными параметрами. Также подключим дисплей на порт D для отображения информации.
Измерение будет производиться в автоматическом режиме, обработка кода в прерывании, опорное напряжение подключаем к ножке AVCC. По сути нам нужно только обрабатывать получаемые данные. Измеренные данные хранятся в переменной adc_data. Если нужно опрашивать несколько каналов, то выбираем какие каналы сканировать, а данные будут для ножки 0 в adc_data, для ножки 1 в adc_data и т.д.
В основном цикле добавим строки:
result=((5.00*adc_data)/1024.00); //пересчитываем значение АЦП в вольты
sprintf(lcd_buffer,»U=%.2fV»,result); //помещаем во временную переменную результат
lcd_puts(lcd_buffer); //выводим на экран
Небольшое замечание, чтобы использовать числа с плавающей точкой, нужно в настройках проекта изменить (s)printf Features: int, width на float, width, precision. Если этого не сделать десятые и сотые мы не увидим.
Таким образом, мы всего лишь перевели значение АЦП в вольты и вывели на дисплей. Результат в протеусе выглядит так:
Резистором можно менять напряжение, измеряемое напряжение выведено на дисплей. При сборке на реальном железе к ножке Aref нужно подключить конденсатор на 0,1мкФ. Урок получился немного сложным, но думаю он вам понравится.
Файл протеуса и прошивка:
Update:
Измерение тока:
В настоящее время аналого-цифровые преобразователи (АЦП) находят все большее применение в радиолюбительских конструкциях. Это связано с появлением доступных микросхем АЦП и с преимуществами, которые дает цифровая обработка аналоговых сигналов. С помощью АЦП можно легко превратить персональный компьютер (ПК) в любой виртуальный измерительный прибор. Причем электронная часть такого прибора может быть очень простой, а вся обработка сигнала будет производиться программно.
Описываемое в статье устройство предназначено для преобразования аналогового сигнала в цифровой шестиразрядный код и может служить приставкой к ПК. Области ее применения самые разнообразные - от виртуальных измерительных приборов до различных систем записи звука.
На страницах журнала "Радио" неоднократно публиковались конструкции на базе АЦП. Однако в них в основном использовались микросхемы с двоично-десятичным выходным кодом или кодом для семиэлементных индикаторов . Данный подход не удобен для ввода информации в ПК.
В предлагаемом вниманию читателей устройстве использована микросхема КР1107ПВ1, представляющая собой быстродействующий параллельный шестиразрядный АЦП . Она предназначена для преобразования напряжения в интервале -2...0 В в один из потенциальных кодов параллельного считывания: двоичный код (прямой и обратный) и код с дополнением до двух (прямой и обратный). Эта микросхема выбрана потому, что, во-первых, она доступна широкому кругу радиолюбителей и стоит относительно недорого, а во-вторых, имеет высокое быстродействие (максимальная частота преобразования - 20 МГц, время одного преобразования - не более 100 нc).
Принципиальная схема устройства приведена на рис. 1.
За основу взята рекомендуемая схема включения КР1107ПВ1А , которая существенно упрощена без заметного ухудшения точности преобразования. Преобразуемый аналоговый сигнал через гнездо 1 розетки XS1 и резистор R4 поступает на инвертирующий вход ОУ DA1. Подобное включение использовано потому, что чаще приходится оцифровывать напряжение положительной полярности, а микросхема АЦП преобразует напряжение в интервале от 0 до -2 В. С движка подстроечного резистора R1 снимается напряжение смещения нуля. Резисторы R5 и R4 определяют требуемый коэффициент усиления ОУ. Усиленный аналоговый сигнал поступает через резисторы R7- R9 на выводы 10, 13, 15 АЦП.
Работой АЦП DA2 управляют тактовые импульсы, поступающие из ПК (через контакт 8 розетки XS2) на вывод 4. Кодирование производится после прохождения среза тактового импульса, а результат, полученный в процессе преобразования, передается в выходной регистр одновременно с фронтом очередного тактового импульса. Это позволяет фронтам тактового импульса производить следующую выборку, т. е. в тот момент, когда на выходе DA2 присутствует результат n-й выборки, на входе производится (п+2)-я выборка. Цифровой код снимается с выходов D1 - D6 и выводится на розетку XS2.
Необходимо обратить внимание, что обозначение выходов микросхемы противоположно их весу: выход D1 соответствует старшему разряду, a D6 - младшему. Вид кода (прямой, инверсный, дополнительный) на выходах микросхемы определяется уровнями сигналов на входах С1 и С2 микросхемы. Их подключение к шине +5 В соответствует подаче высокого уровня, а к общему проводу - низкого. Требуемый вид кода на выходе микросхемы задают комбинацией уровней сигналов на входах С1 и С2 в соответствии с табл. 1.
АЦП КР1107ПВ1А требует двуполярного питания напряжениями +5 и -6 В. Кроме того, необходимы два образцовых напряжения. Они определяют диапазон оцифровываемых напряжений. В данном случае одно из этих напряжений (Uoбp1) принято равным нулю (вывод 16 микросхемы соединен с общим проводом), а второе (Uoбp2) - равным -2 В, что в соответствии с определяет диапазон входных напряжений АЦП 0...-2 В. Образцовое напряжение -2 В снимается с движка подстроечного резистора R6, включенного в цепь напряжения питания отрицательной полярности. Конденсаторы С1 - С5 служат для устранения помех.
При сборке устройства используют резисторы МЛТ, ОМЛТ, оксидные и керамические конденсаторы любого типа. Подстроечный резистор R1 - также любого типа, R6 - желательно проволочный многооборотный, например, СП5-1В, СП5-14, СП5-15, СП5-2 и т. п. ОУ DA1 - практически любой, способный работать при пониженных напряжениях питания, например, КР140УД7. Для расширения частотного диапазона можно применить операционный усилитель К574УДЗ, у которого частота единичного усиления равна 10 МГц.
Питают устройство от двуполярного стабилизированного источника, обеспечивающего выходные напряжения +5 В при токе 35. ..40 мА и -6 В при токе 200 мА
Перед первым включением АЦП движок резистора R6 устанавливают в среднее положение. Включив питание, измеряют образцовое напряжение на выводе 9 микросхемы DA2 и возможно точнее устанавливают его равным -2 В. Требуемого смещения нуля добиваются подстроечным резистором R1. Контролировать положение нуля можно по выходному цифровому коду или постоянному напряжению на аналоговых входах АЦП (выводы 10, 13, 15 DA2). На этом настройку можно считать законченной.
К ПК АЦП подключают через интерфейс (рис. 2) устанавливаемый в свободный ISA разъем системной платы.
На плате интерфейса собраны четыре порта ввода/вывода с адресами ЗЕ0Н- ЗЕЗН. Элементы DD1.1-DD1.3 и DD2 образуют дешифратор адреса. На их входы поступают сигналы с шины адреса ПК, и если на ней появляется комбинация ЗЕ0Н-ЗЕЗН, на выходе DD2 формируется разрешающее напряжение низкого уровня. Сигналы, определяющие номер порта в адресном пространстве портов, соответствуют двум младшим битам шины адреса и подаются на дешифратор DD4. На него же поступают разрешающие сигналы по шине AEN (это означает, что в данном цикле отсутствует прямой доступ к памяти) и сигналы IOW, IOR, что соответствует записи во внешнее устройство и чтению из него. Сигнал с вывода 15 дешифратора поступает на вход Е шинного формирователя DD7 и разрешает передачу данных из АЦП на шину данных.
Сигнал, появляющийся на выводе 14 дешифратора DD4, служит для тактирования АЦП DA2, на выводе 13 - для сброса триггера DD6.1, а на выводе 12 - для разрешения подачи информации с него на шину данных. Триггер предназначен для синхронизации АЦП с внешним устройством, которое может вырабатывать синхроимпульсы или сигнал о готовности. Синхросигнал от внешнего устройства поступает через контакт 1 розетки XS2 на тактовый вход триггера. Состояние последнего считывается программой. Если обнаруживается высокий уровень на выводе 5 DD6.1, то это значит, что от внешнего устройства поступил импульс синхронизации. Как только состояние триггера прочитано, его необходимо сбросить, чтобы подготовиться к приему следующего тактового импульса.
Несколько слов о назначении портов. Порт с адресом ЗЕ0Н предназначен для чтения данных из АЦП (в битах D0-D5 содержится значение оцифрованного сигнала), с адресом ЗЕ1Н - для подачи тактового импульса на АЦП (при записи в этот порт любого байта происходит запуск преобразования аналогового сигнала в цифровой). Порт ЗЕ2Н служит для сброса триггера синхронизации DD6.1 после прочтения его состояния. Сброс происходит при записи любого байта в этот порт. Наконец, порт ЗЕЗН предназначен для чтения состояния триггера, которое отражается битом 5 байта, прочитанного из этого порта. Триггер нужен для того, чтобы зафиксировать синхроимпульсы малой длительности. Если при чтении из порта ЗЕЗН обнаружен высокий логический уровень на прямом выходе триггера (бит D5=1), то программа возвращает его в исходное состояние, записав в порт ЗЕ2Н любой байт.
Программа для чтения данных из АЦП, написанная на Паскале, приведена в табл. 2.
В качестве основы конструкции удобно использовать неисправную плату расширения для ISA слота. С нее удаляют все "высокие" элементы (конденсаторы, разъемы) и перерезают печатные проводники, идущие к контактным площадкам части, вставляемой в слот (вилка ХР1 на рис. 2). Детали монтируют на небольшой печатной плате, которую закрепляют с помощью стоек на плате расширения. Выводы устройства соединяют с контактами вилки ХР1 короткими отрезками монтажного провода. Назначение контактов ISA слота можно найти в .
В заключение отметим, что в большинстве случаев шести разрядов для представления аналогового сигнала вполне достаточно. Если АЦП с интервалом входных напряжений 0...2 В используется для измерения напряжения 2 В, погрешность не превысит 0,03 В (или 1,5%). При измерении напряжения 0,2 В погрешность возрастет до 15%. Для повышения точности измерений можно использовать АЦП большей разрядности или усилить измеряемое напряжение до значения, близкого к верхнему пределу интервала (например, изменить соотношение сопротивлений резисторов R5 и R4). При номиналах, указанных на схеме (см. рис. 1), устройство оцифровывает входные напряжения в интервале 0...0.5 В и способно работать с бытовым микрофоном.
Если же из соображений точности "оцифровки" слабых сигналов необходима более высокая разрядность, микросхему КР1107ПВ1А можно заменить восьмиразрядным преобразователем К1107ПВ2 (естественно, с учетом различий в "цоколевке" и энергопотреблении).
Литература
- Бирюков С. Термометр "Дом - улица". - Радио, 2000, №3, с. 32, 33.
- Новаченко И. В., Петухов В. М., Блудов И. П., Юровский А. В. Микросхемы для бытовой радиоаппаратуры. Справочник. - М.: КУбК, 1995.
- Данилин Н. С, Улитенко В. П., Крипак А. А. Руководство по поиску неисправностей и ремонту компьютеров IBM PC. - М.: Издательство стандартов, 1992.
Смотрите другие статьи раздела .